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中频电源控制线路

1 前言

KGPS-1恒功率晶闸管中频电源控制线路板是华明公司的系列产品之一,行业内也称为恒功率中频电源控制板,该控制线路最早由西安科技人员设计于上 世纪90年代后期,至现在有十几年的历史,是一个划时代的产品,它在我国和出口中频产品中装机率最高,至今仍在大量装机。它对我国中频电源技术应用和感应 加热领域的产品普及和推广功不可没!此后的许多中频电源控制线路基本都是以它的设计思想为基础改进和重新设计。

KGPS-1恒功率中频电源控制线路(见所附线路图)主要由电源、调节器、移相控制电路、保护电路、启动演算电路、逆变频率跟踪、逆变脉冲形成、脉 冲放大及脉冲变压器组成。电路除调节器外,其余均实现数字化,整流触发器部分不需要任何调整,具有可靠性高、脉冲对称度高、抗干扰能力强、反应速度快等特 点,又由于有相序自适应电路,无需同步变压器,所以,现场调试中免去了调相序、对同步的工作,而且整机调试非常方便,对调试人员技术要求较低。

2 整流触发工作原理

这部分电路由三相同步信号、压-频(V/F)转换、脉冲产生计数、脉冲选择和整形和末级驱动等电路组成。触发部分采用的是数字触发电路。

2.1 整流触发原理框图

 

图1 整流触发原理框图

 

图2 整流触发电路

整流触发电路的控制来自整流输出调节电压Vk,Vk的大小经压-频(V/F)电路转换形成不同频率的数字信号,数字信号经过计数器根据设定值 (256)计满溢出后向脉冲通道选择电路发出脉冲,脉冲通道选择电路再将脉冲分为两路输出,两路脉冲的相位差为180°。分相后的两路脉冲经整形放大后, 可以通过脉冲变压器去触发三相全控整流桥路中对应的晶闸管。与其它形式的移相触发电路一样,数字触发电路也有一个移相参考点,这个点取自三相电压过零处。 电路中由同步信号电路检测三相过零点,对应不同的过零点向三个脉冲形成环节发出计数器复位信号,作为脉冲计数的起点,从而可以输出六个相位差为60°的脉 冲触发信号。

电路中IC3、IC8、IC12(4、5、3、6)为计数器,构成了三路数字延时器,延时时间确定了α角的大小。三相同步信号对计数器进行复位后,对电压一频率变换器的输出脉冲每计数256个脉冲便输出一个延时脉冲。

2.2 三相同步信号电路

三相同步信号电路采用了三相同步自适应数字控制移相技术。三相同步信号直接由晶闸管的门极引线K4、K6、K2,从主回路的三相进线上取得,由 R23、C1、R63、C40、R102、C63进行滤波及移相,再经6只光电耦合器进行电位隔离,获得6个相位互差60度、占空比小于50%的矩形波同 步信号(如IC2C、IC2D)的输出。

 

图3 三相同步电路

同步信号产生电路如图3所示,该电路由同步过零检测和逻辑输出电路两部分组成。其中同步过零检测电路,以隔离光耦GD1~GD6为核心配合相同限流电阻和平衡电容组成;逻辑输出电路主要包括或非门IC2B~IC2D、IC7B~IC7D、IC11B~IC11D。

同步信号产生电路的工作原理为:当两相输入电压相等时,有两个光耦的发光二极管同时截止,检测出过零信号。在过零信号的作用期间,对应两只光耦的输 出三极管截止,并从集电极输出高电平。高电平信号被送入逻辑输出电路,分别经过输入端并联的“或非门”IC2C、IC2D、IC7C、IC7D、 IC11C、IC11D输出低电平信号,每两路低电平信号同时加在下一级“或非门”的输入端,迫使其输出为高电平。由于过零点只能够持续短暂的时间,因此 本级输出实际为正向脉冲,利用这一正向脉冲可以作为脉冲发生计数器的复位信号,即脉冲计数的起点。另外,当两相输入电压之间存在电压差时,两相间反向并接 的光耦发光二极管中有一只导通,对应光耦的输出三极管输出低电平。此低电平经过下一级输入端并联的“或非门”IC2B、IC7B、IC11B,以高电平的 形式输出,作为通道允许开放信号,用于脉冲通道选择控制。

具体的时序图见下图。

a、b、c三路信号来自A、B、C三相,去缺相检测电路。

 

图4 同步自适应数字控制移相及驱动电路关键点波形图

2.3 压-频(V/F)转换电路

在中频感应加热电源装置中,整流输出电压的大小是通过调节装置面板上的调功(给定)电位器完成的,调功电位器中心活动端的电压分压值的变化对应整流 桥路中晶闸管的不同导通相位角的改变。在数字式整流触发电路中,改变导通相角的方法是改变进入脉冲计数器的信号频率。因此,在输入调节电压和脉冲计数器之 间必须进行信号形式转换,这一转换过程由V/F压-频转换电路完成。

压-频转换电路有多种形式,在电路附图中使用的是一种以1/2 NE556时基电路、PNP三极管及附属元件共同组成的压控振荡器电路。其电路原理如图6-12所示。IC16A及其周围电路构成电压-频率变换器 VFC,其输出信号的频率随调节器的输出电压Vk而线性变化。这里W4微调电位器是最低输出频率调节(相当于模拟电路锯齿波幅值调节)。

 

图5 V/F压频转换电路

图5所示的电路可以分为两个组成部分,其中1/2 NE556时基电路相当于一个比较触发器,其它元件可以等效为一个RC充放电电路,其中决定时间常数的电容是C48,而决定时间常数的等效电阻R则是由 R79的阻值、RW4的阻值与Q8的等效阻值串联形成的,调节RW4的阻值即可改变其自身电阻的变化,也将影响到V8的基极电流而改变Q8的导通情况,从 而改变了等效电阻R的阻值。图5中比较触发器的参考电压来自电流调节器的输出,该参考电压与调功电位器的输出分压值呈正比例变化,从1/2 NE556控制电压CV端引入。而比较电压则是C48上的充电电压,分别直接加在THR门限端和通过发光二极管与R77并联电路加至TR触发端。根据 NE556的内部电路结构和工作原理可知,每当C48上的充电电压上升,导致THR端电压高于CV端电压及TR端电压大于1/2CV端电压时,QUT输出 端电位变低,同时DIS放电端导通。由于DIS端的导通会使得C48通过电阻R77放电,而当C48上的电压降至1/2CV端电压以下时,QUT端电位变 高,DIS端截止,电路又恢复到充电时的状态。上述过程重复进行,即可在QUT端获得连续脉冲信号。另外,通过对电路的分析还可以看出,一旦RW4调节固 定,等效RC电路的时间常数就一定,连续脉冲的频率范围也被限定。此时,通过CV端的电压调节就可以得到在限定范围内不同频率的脉冲输出。实现了压-频转 换。

2.4 触发脉冲产生计数电路

数字电路触发相对于模拟电路,具有可靠性好,精度高,调试容易等特点。数字触发器是用数字电路计数(时钟脉冲)的办法来实现移相,时钟脉冲振荡器由 上面提到的压-频(V/F)转换电路得到,压-频转换器输出脉冲频率受α移相控制电压Vk的控制,Vk降低,则振荡频率升高,而计数器的计数量是固定的 (256),计数器脉冲频率高,意味着计一定脉冲数(256)所需时间短,也即延时时间短,α角小;反之α角大。计数器开始计数时同样受同步信号控制,在 α=0°时开始计数,现假设在某Vk电压值时,根据压控振荡器的控制电压与频率间的关系整定输出振荡频率为25kHz,则在计数到256个脉冲所需的时间 为(1/25000)×256=10.2(ms),相当于约180°电角度(50Hz一个周期是20ms),该触发器的计数清零脉冲在同步电压(线电 压)30°处,这相当三相全控桥式整流电路的β=30°位置,从清零脉冲起,延时10.2mS产生的输出触发脉冲,也即接近于三相桥式整流电路某一相晶闸 管α=150°位置,如果需要得到准确的α=150°触发脉冲,可以略微调节一下电位器W4。有三套相同的触发电路,而压控振荡器和VK控制电压为公用, 各计数器的复位开始时间受各相电压同步信号控制,这样在一个周期中产生6个相位差60°的触发脉冲。

数字触发器的优点是工作稳定,特别是用HTL或CMOS数字集成电路,具有很强的抗干扰能力。

 

图6 脉冲发生计数器电路

脉冲发生计数器电路如图6所示,电路由可编程计数器IC3、IC6、IC12组成。图中,输入信号来自V/F电路,为频率可变的脉冲信号。经由 IN1端加入可编程计数器。起始计数控制信号来自同步信号产生电路输出端“或非门”送来的复位脉冲,有效计数延时起始于复位脉冲之后,并在计数溢出后输出 整流晶闸管的导通角控制信号。图中的可编程计数器选用CD4536芯片,计数溢出设置由芯片的A、B、C、D及8BYP引脚的高低电平组合实现,设定方法 参见表6-1。按照参考电路附图A中的接线方式可以看出,DCBA对应的高低电平组合为“1000”,其分频链译码级数为9,即在二进制数的第9位溢出, 或理解为计满28=256个脉冲后溢出。另外,在设计中考虑到装置出现故障时应能够及时切断触发脉冲进行保护,控制电路将所有故障汇总形成故障关断信号加 在各路可编程计数器的OINH端,用于故障时切断输出。

 

表6-1 CD4536译码输出选择表

2.5 脉冲选择和整形放大电路

计数器输出的脉冲经隔离、微分后,变成窄脉冲,送到后级的LM556,它即有同步分频器的功能,亦有定输出脉宽的功能。输出的窄脉冲经电阻合成为双窄脉冲。

图7给出了两路脉冲通道选择及整形电路,完整的电路共有6路(参见电路附图)。其中脉冲通道选择部分由NE556时基电路IC1A、IC1B、 IC6A、IC6B、IC10A、IC10B及“或非门”电路IC2A、IC7A、IC11A组成;脉冲整形放大电路由驱动三极管V1~V6。及脉冲触发 压器T1~T6组成,考虑到适应不同的触发功率,采用了大功率驱动三极管,型号为TIP41C。

以图7电路为例。电路工作时,前级计数脉冲溢出信号经两输入并接的“或非门”IC2A反相后产生负向脉冲输出,通过耦合电容C6、C18、C30加 在时基电路的TR端。受通道选择的控制,当时基电路的复位端R为高电平时,其输出Q端产生一正向脉冲。Q端脉冲分两路分别送往V1和V6两只驱动三极管的 基极,脉冲信号经放大后通过脉冲变压器作为整流桥路中两只晶闸管的触发脉冲,触发电路采用双窄脉冲形式,具体波形如图8所示。

 

图7 两路脉冲通道选择及整形放大电路

另外,各路输出脉冲宽度由时基电路THR引脚连接的电容C28、电阻R49、R51及二极管VD43决定。脉宽控制电路具体描述如下:在完整的挤兑 通道选择及整形电路中(参见电路附图),当任意一个时基电路Q端输出高电平时,与Q端连接的开关二极管VD17、VD18、VD20、VD35、 VD37、VD42之一便会导通,高电平通过电阻R49给电容C26充电,充至电容C28上的电压大于2/3的VCC时,时基电路的Q端跳转为低电平,即 R49、C28的充电时间决定了触发脉冲的宽度。为保证可靠地触发导通,脉冲宽度的选择将由晶闸管的开通时间决定。在电路中为保证触发脉冲的连续,当Q端 电平变低后C28应迅速放电。因此,充放电电路的时间常数将有所不同,放电时二极管VD43将充电回路电阻R49短路,放电电流经电阻R51释放。由于 R51的阻值远小于R49的阻值,放电时间远小于充电时间,因此电路可迅速恢复以便准备接受下一次脉冲信号。

2.6 末级驱动电路

输出的窄脉冲经电阻合成为双窄脉冲,再经晶体管放大,驱动脉冲变压器输出。具体的时序图见图8。

 

图8 整形放大电路输出触发信号波形

为了实现整形放大电路输出的触发脉冲与主回路之间的电气隔离,驱动三极管采用脉冲变压器输出形式。由于触发电路采用窄脉冲输出形式,脉冲变压器实际的通电时间很短,因此承受的平均功率很小,在电路设计时可以尽可能地减小脉冲变压器的体积,使之能够直接安装在控制电路板上。

另外,考虑到变压器负载对驱动三极管的过流和耐压的影响,电路设置了三个限流电阻R2、R44、R100及三组过压吸收元件V101、VD5、 VD6,V102、VD33、VD34,V131、VD60、VD61(参见电路原理图),每当驱动三极管由导通变为关断时,脉冲变压器原边的感应电势, 有可能与电源电压叠加而产生驱动三极管不能够承受的高压,而此时通过原边绕组回路中串接的稳压二极管、开关二极管的击穿导通,则可将高压通过电阻R3、 R44、R100吸收,避免感应电势的影响,使驱动三极管始终工作在安全电压条件下。

3 逆变控制电路原理

中频电源的整流电路是把50Hz交流电变换为直流电,逆变电路反之,将直流电转换为中频交流电。逆变控制电路就是为这个转变而设计的。

3.1 逆变控制电路概述

本电路逆变触发部分,采用的是扫频式零压软起动。由于自动调频的需要,虽然逆变电路采用的是自励工作方式,控制信号也是取自负载端,但是主回路上无需附加的起动电路,不需要预充磁或预充电的起动过程,因此主电路得以简化,但随之带来的问题是控制电路较为复杂。

起动过程大致是这样的:在逆变电路起动前,先由一个高于槽路谐振频率的它激信号去触发逆变晶闸管,当电路检测到主回路直流电流时,便控制它激信号的 频率从高向低扫描,当它激信号频率下降到接近槽路谐振频率时,中频电压便建立起来,并反馈到自动调频电路。自动调频电路一旦投入工作,便停止它激信号的频 率扫描,转由自动调频电路控制逆变引前角,使设备进入稳态运行。

若一次起动不成功,即自动调频电路没有抓住中频电压反馈信号,此时它激信号便会一直扫描到最低频率。重复起动电路一旦检测到它激信号进入到最低频 段,便进行一次再起动,把它激信号再推到最高频率,重新扫描一次,直至起动成功。重复起动的周期约为0.5 秒,完成一次起动到满功率运行的时间不超过1 秒钟。

由CON2-6 和CON2-7 输入的中频电压信号,经变压器隔离送到ZPMK(中频起动模块),ZPMK3 脚、4 脚输出的信号经微分后由3IC2B 和3IC1B 变成窄脉冲输出,驱动逆变末级MOS 管(逆变驱动是一块独立的PCB板)。3IC1A 构成频率--电压转换器用于驱动频率表。3W1 用于校准频率表的读数。3IC2A 构成过电压保护振荡器,当逆变桥发生过电压时,振荡器开始起振,使逆变桥的四只晶闸管均导通,以利于释放电抗器能量。

3IC3D 为起动失败检测器,其输出控制重复起动电路。3IC3A 为起动成功检测器,其输出控制中频电压调节器的输出限幅电平,即主回路的直流电流。3W2 为逆变它激信号的最高频率设定电位器。

3.2 逆变控制电路工作原理

逆变控制电路原理图如图9所示。电路由CD4046锁相环IC23、LM324四运算放大器IC19A~IC19D、LM339四比较器IC22B~IC22D、CD4066四模拟开关IC21A、IC21B、IC21D等元件组成。

 

图9 逆变控制电路原理图

逆变控制电路的功能相当于一个扫频信号发生器电路,当扫频信号与逆变谐振槽路的振荡频率一致时,实现信号相位的同步锁定,达到跟踪谐振槽路频率变化的目的。

其工作原理可概括如下:逆变控制电路的核心是锁相环电路CD4046,其内部结构如图10所示,主要由相位比较器I、相位比较器II、压控振荡器 VCO及源极跟随器组成。在逆变控制电路中,利用其中的压控振荡器作为扫频信号发生源,相位比较器I用于中频电压反馈信号和扫频信号之间的锁相比较。中频 逆变电源采用扫频零压软启动方式,在启动过程中逆变晶闸管处于它激工作状态,VCO输出频率由高向低变化的扫频信号,该信号经相关电路处理后用于触发逆变 晶闸管。当触发频率与负载槽路的谐振频率一致时会出现中频反馈信号,反馈信号的进入使得锁相环产生比较输出信号,从而确定了逆变触发脉冲的频率。如果至上 而下的扫频信号未能找到逆变负载槽路的谐振点或没在中频电压反馈时,上述扫描进程将持续重复进行,直至逆变启动成功为止。逆变启动成功以后,电路进入自动 控制工作方式,触发信号频率无需其它干预就能够跟踪负载槽路的频率变化。另外,这种逆变控制形式也可称为零压软启动,其理由是:启动控制过程中逆变桥路 上,仅施加极低的电源电压,确保启动后不会产生过大的电流冲击。

 

图10 CD4046锁相环芯片内结构

结合电路中的具体元件,逆变控制电路各部分的详细工作原理可分别描述如下:

3.3 扫频

扫频电压的发生起始于由运放IC19C与C59、RW6及D68组成的积分电路。由于运放IC19C的反相端连接在电位器RW6的活动端,当控制电 路的电源接通时,首先,RW6的活动端会出现一个大于零的分压,相当于在积分电路的输入端加入一个电压阶跃信号,其输出电压由高向低按照积分规律变化。其 中,在开关三极管D68的阳极端电位高于阴极端电位期间,经D68输出一个正向脉冲信号,脉冲高电平的持续时间由积分电路的积分时间常数决定。

扫频电压发生部分的核心电路运放IC19B与R118、R119、R122、R123及C53等元件组成,其功能相当于一个扫频电压发生器,具有比 例积分(PI)的输出特性。电路在运放IC19C输出高电平脉冲的作用下,输出端也会产生一个先高后低,按积分规律变化的电压。与前述电路不同的是,由于 C53容量较大,电压下降速率较缓且线性较好,下降电压持续时间在输入高电平脉冲下跳沿结束。同时,由于输入信号反极性变化,IC19B的输出端电压极性 也会出现反转升高,导致运放IC19C同相输入端电位上升,结束一次扫频。扫频电压发生电路的输出加在IC23锁相环芯片的9脚VCOIN端,按照电压由 高向低线性变化的趋势,IC23的4脚夫VOUT端将会输出由高向低变化的频率信号。

另外,当频率锁定正常运行后,电路由闭环反馈控制产生的输出电压微调变化能够引起逆变触发角度的变化,起到中频调功的作用,因此这部分电路也称为逆变角调节器。

3.4 锁频

频率锁定电路包括IC23锁相环芯片,模拟切换开关IC21A、IC21B、IC21D ,比较IC22B~IC22D,中频变压器T7及相关元件。当IC22锁相环芯片的4脚VOUT端输出的扫频信号触发逆变桥路晶闸管时,中频负载谐振槽路 便会得到交变信号,该信号如果与槽路固有谐振频率一致,将会产生谐振而获得最大电压振幅。中频谐振槽路产生的交变电压可以通过中频降压变压器T7的原边感 应到副边,感应信号经二极管VD101、VD102限幅,和电阻R138、电容C72、C74滤波后送入比较器IC22B的输入端。比较器IC22B的输 出即或锁相环芯片IC23的14脚AIN端的反馈输入信号,一旦得到反馈信号,锁相环便跟踪进入锁定状态,其内部相位比较器I在2脚PCI端产生输出电 压。该输出电压使得模拟开关IC21A、IC21B、IC21D产生状态切换,进入自动闭环相位调节状态。同时,扫频工作终止。上述转换的结果是:锁相环 内部压控振荡器VCO的振荡频率与反馈信号锁定,并在相位上稍有超前,从而使中频振荡频率趋于稳定。

考虑至逆变触发电路均为开关电路工作状态,在锁相环压控振荡器的输出信号之后设置了由比较器IC22C、IC22D组成的整形电路,比较电压参考值由R132、R133的中点分压决定。该分压值也是IC22B的偏置电压,为单电源工作的比较器实现双向信号输出提供了条件。

3.5 启动检测

启动检测部分包括启动成功检测电路和启动失败检测电路。启动成功检测电路由运放IC19A、电阻R121、R117、R116及启动指示发光二极管 DPP等元件组成,当频率锁定成功后,模拟开关IC21A、IC21B导通和IC21D截止,IC19A反相输入端的电位降低,输出电位升高。启动成功的 标志是启动指示发光二极管DPP停止发光,并从R117、R116的分压点输出约为2/3VCC的高电平,该高电位作为允许给定功率调节的控制信号。启动 失败检测电路由运放IC19D、电阻R124、R115及电源指示发光二极管DPW等元件组成。其中电源指示发光二极管DPW也是扫频输出电路IC19B 和启动成功检测电路IC19A偏置电路的一部分,它为IC19D的同相输入端提供约1.5V左右的参考电位,同时也兼有电源指示的作用。当扫频锁相失败, 即扫频电压由高向低变化最终无法检测到中频反馈信号时,IC19D的反相输入端的电位将会降至低于同相输入端的电位,此时IC19D输出变高,形成启动失 败信号,该信号通过运放IC9A的控制来禁止给定功率调节的控制信号输入。

3.6. 自动重复启动电路

在扫描电路的控制下,若一次启动不成功,则锁相扫频电路会进行自动重复启动,再由最高频率向下重新扫描,直至启动成功为止。重复启动的周期约为 0.5左右,完成一次启动到满功率运行的时间不超过1s.自动重复启动电路如图11所示,由时基电路IC9A,二极管VD40、VD41,电容C24、 C22、C43及R42组成。其中,时基电路是这部分的核心,仍采用NE556芯片。该电路的工作原理如下:

通常情况下,即没有出现启动失败时,IC9A的Q端高为电平,通过二极管VD41、电容D22得以充电,其左端电位升高,最终由二极管VD40限制 在接近于VCC的电压内。由于C22左端直接与IC9A的TR脚相连,显然TR脚的电位将高于1/3的VCC。在上述条件下,如果出现来自IC19D的启 动失败信号,信号就会送到IC9A的THR端,使得时基电路触发反转,造成IC9A的DIS端导通,Q输出低电平。上述状态的结果是,使给定功率调节信号 短路,无法继续启动,同时Q端输出低电平,C22通过R42放电,直至IC9A的TR端低于1/3的VCC后,返回时基电路的原始状态,才允许再次配合扫 频启动。

 

图11 自动重复启动电路

4 闭环控制调节器部分

中频电源一般都具有双闭环调节结构,即一个电压闭环,一个电流环,可以基本保证系统能自动调节,始终运行在稳定状态。

中频电源运行中,如果电网电压波动,引起输出电压变化,电压反馈电路用其反馈量控制触发角 ,这是因为通过 的自动调节,可以补偿由电网电压波动和负载变化所产生的影响,达到输出中频电压的恒定。

电流反馈电路的输入采用工频电网电流IN ,可用简单的工频电流互感器采样,电流反馈电路引入反馈电流。由电路的分析可知,三相全控桥式整流电路网侧相电流方均根值IN与直流电流平均值Id间关系 为IH=0.816Id ,IH与Id存在固定的比例关系(IH=1.2IN),改变IN就可以改变IH,达到改变输出电流的变化目的。

 

图12 双闭环中频电源控制系统框图

为完成中频电源的闭环反馈控制,该控制线路共设置了四个调节器:分别是中频电压调节器、电流调节器、阻抗调节器和逆变角调节器。其中电压调节器、电 流调节器组成常规的电压、电流双闭环系统。在启动和运行的整个阶段,电流调节器始终参与工作,而电压环仅工作于运行阶段。另一阻抗调节器从输入上看,它与 电流调节器的输入完全是并联关系,区别仅在于阻抗调节器的负反馈系数较电流调节器略大,电流调节器的输出控制V/F压-频转换电路,最终用于调节整流桥路 的直流输出电压;。另外,阻抗调节器与电流调节器的输入信号相同,都是来自中频电压调节器的输出,;而阻抗调节器的输出控制的是中频电压与直流电压的比例 关系,即逆变功率因数角,即用于调整逆变导通角去改变功率因数。根据上述电路中的分工,调节器电路的工作原理可以分为电压闭环调节、电流闭环调节、阻抗闭 环调节等三个部分。调节器均采用PI调节方式。

调节器电路的工作过程可以分为两种情况:一种是在直流电压没有达到最大值的时候,由于阻抗调节器的反馈系数略大,阻抗调节器的给定小于反馈,阻抗调 节器便工作于限幅状态,对应的为最小逆变θ角,此时可以认为阻抗调节器不起作用,系统完全是一个标准的电压、电流双闭环系统。另一种情况是直流电压巳经达 到最大值,电流调节器开始限幅不再起作用,电压调节器的输出增加,而反馈电流却不变化,对阻抗调节器来说,当反馈电流信号比给定电流略小时,阻抗调节器便 退出限幅开始工作,调节逆变角调节器的θ角给定值,使输出的中频电压增加,直流电流也随之增加,达到新的平衡。此时,就只有电压调节器与阻抗调节器工作, 若负载等效电阻RH 继续增大,逆变θ角亦相应增大,直到最大逆变θ角。

逆变角调节器用于使逆变桥能在某一θ角下稳定地工作。

4.1 电压闭环调节部分

中频电压信号由中频变压器过来,经CON2-6 和CON2-7 输入后,分为两路:一路送到逆变部分;另一路经3D24-3D27 整流后,又分为三路:一路送到电压调节器;一路送到过电压保护;另一路用于电压闭环自动投入。电压PI 调节器由3IC4D 组成,其输出信号由3IC4C 进行钳位限幅。3IC3A 和3IC7B组成电压闭环自动投入电路,DIP-3 开关用于电压开环调试。电压闭环调节器部分位于双闭环调节系统的外环,包括比例积分调节器、输出信号钳位限幅电路、电压闭环自动投入电路以及电压开环测试 开关DIP-3。其中,电压调节器的电路原理如图13所示。

 

图13 中频电压调节器

电压调节器用于对中频电压信号进行闭环反馈调节,输入信号分别来自两路。其中,给定信号来自调功电位器的调节输出端,反馈信号来自中频电压器的二次 绕组输出。由于两个输入分别接在调节器运放的同相端和反相端,因此实际调节输入为给定量与反馈量的差值。当电压反馈输入信号较大时,电路表现为比例加积分 作用,而信号较小时,积分电容两端被并接上电阻,电路主要为比例作用。除此之外,在实际使用中对给定信号上升速度应具有一定的限制,并且在中频逆变为启动 成功之前、重复启动期间或出现各种故障的时刻,都应该具备切断调节器输入输出信号的功能,以防止逆变部分出现误触发而损坏逆变桥路晶闸管。电压调节器可以 分为以下四点进行分析:

1) 比例积分(PI)调节器

比例积分调节器是这部分电路的核心。电路由IC13A1/4四运算放大器LM324,二极管D45,电阻R37、R52、R62、R135,电容 C32、C37、C38及拨动开关DIP-3等元件组成。其中,来自调功电位器的信号经电阻R61、R60分压后加在运放IC13A的同相输入端,作为给 定参考电位。中频电压反馈信号(取到电路附图中W1)经电阻R37、R52加在运放IC13A的反相输入端,人为反馈检测信号。并接在两输入端的电容 C32、C37与R37、R61组合起着退耦或滤波作用,二极管VD45可以用于对中频反馈信号进行限幅钳位。如果不考虑信号的输入内阻,则电路中PI调 节特性的比例常数、积分常数主要由电阻R37、R52、R62及电容C38决定。电压调节器的输出电路由电阻R56、R57、R58、R84,电容C33 和二极管VD46组成。其中R56是负载电阻,取自R56上的调节输出电压经电阻R57、R58、电容C33及二极管VD46组成耦合电路与电流调节器相 接,经电阻R84去阻抗调节器。

2) 电压闭环自动投入电路

针对不同幅值的中频电压反馈信号,电压调节器的处理形式有所不同,为此专门设置了电压闭环自动投入电路。电路可以根据中频电压反馈信号的大小进行自 动切换,对应小信号时电压调节部分主要呈现比例放大作用,只有在正常运行时才将比例积分作用接入。闭环自动投入电路由1/4四运算放大器IC13C、1 /4四模拟开关IC21C、发光二极管DV1、电阻R33、R54、R55、R139等元件组成,电路接成比较器形式。在电路中,IC13C的同相端接 R55、R139的分压,用作比较参考电压,R54为正反馈电阻,当IC13C的反相端为小信号,即低于同相端电位时,IC13C输出为高,模拟开关 IC21C导通,积分电容C38被短路;反之,模拟开关IC21C断开,积分电容C38被接入。上述动作完成了电压调节器由比例特性向比例积分特性转换的 过程,调节器的转换状态由发光二极管DV1进行指示。

3) 速率限定及允许投入电路

输出信号钳位限幅电路,用于限制手动给定信号的上升速度,当调节上升过快时限制比例积分调节器的输出电压,从而使整流输出电压也受到限制。除此功能 之外,信号钳位限幅电路,还可以接受中频电路重复启动电路的控制,在扫频工作期间保证可靠的零压启动。输出信号钳位限幅电路由IC13D 1/4运算放大器LM324,二极管VD47等元件组成。其中同相输入端与比例积分调节器的输出相连,当比例积分调节器的差动输入信号过大时电路翻转,二 极管VD47导通,拉低给定信号。

4) 故障及重复启动控制端

由于中频电源保护的需要,电压调节器的给定输入端和调节输出端还设置了保护措施。其控制方法是:在中频电源未启动成功或正在准备启动的过程中封锁给 定输入,不允许功率调节上升;在中频电源系统出现各种故障保护时,封锁电压调节器的输出和下一级电流调节器的输入,从而禁止电流调节器输出,最终封锁整流 触发脉冲。

4.2 电流闭环调节部分

内环采用电流PI调节器,用于进行电流闭环自动调节,电路原理参见图14。(为简化电路,图14中未画出)。交流互感器信号经二极管三相整流桥整流后分为三路,分别作为电流调节器的反馈信号、阻抗调节器的反馈信号和电流保护信号。

双闭环控制的内环采用了电流PI 调节器进行电流自动调节,控制精度在1%以上,闭环电流反馈信号由串接在三相主回路中的交流互感器取得电流信号,从CON1-6、CON1-7、 CON1-8 (或CON2-3、CON2-4、CON2-5) 输入,经二极管三相整流桥整流后分为三路:一路作为电流保护信号;另一路作为电流调节器的反馈信号;还有一路作为阻抗调节器的反馈信号。由1IC2C(或 2IC2C) 构成电流PI 调节器,然后由1IC2B(或2IC2B) 隔离后控制触发电路的电压-频率转换器。

 

图14 电流调节器原理图

电流调节器由IC17B及外围元件组成,属PI调节器形式。其输出与IC17A构成的电压跟随电路连接,经过缓冲后的信号用于控制整流触发电路中的 V/F压-频转换器。另外,根据电路总图可以看出,电流反馈为负极性信号。在进入电流调节器之前,先与电压调节器的正极性输出信号进行叠加,以误差信号形 式送入电流调节器,经电流调节器调节之后,可保证整流输出在电流扰动下,仍能够稳定和保证跟踪精度。

图14中主要各元件的作用如下:电路中IC17B、IC17A选用四运放LM324,电阻R93、电容C50决定电流调节器的积分时间常数,电阻 R88、R85提供工作偏压,该偏压值接近零电位。稳压二极管V106用于负向限幅,R94是IC17A的输出负载电阻。为保证电压跟随电路输入端信号电 平始终高于零电位,利用R96、R97的分压进行了电平位移,抬高IC17A同相输入端的电位。

4.3 阻抗闭环调节部分

阻抗调节器原理如图15所示。该电路同样采用运放构成的PI调节器,输入信号仍是反馈电路与电压调节器给定信号叠加后的差值,两者的不同之处在于, 阻抗调节器用于调节逆变桥的引前角,间接达到恒功率输出或提高功率因数。阻抗调节器由以IC17C为核心组成,电路中电阻R82、电容C47决定积分时间 常数,电阻R88、R95决定运放的直流工作点,R86为负载电阻。阻抗调节器在电路正常运行中可能处于两种状态。一种是在中频电压上升平,二极管 VD54截止,电路工作于限幅状态,并且对应为最小逆变角θ。此时,可以认为阻坑调节器不起作用,系统完全是一个标准的电压、电流双闭环系统。另一种情况 是,在中频电压已达到最大值,电流调节器开始限幅而不再起作用,电压调节器输出增加不能引起时,阻抗调节器退出限幅进入调节状态,随即逆变角θ 得到调节,中频输出电压升高,反馈电流也随之产生变化,最终达到新的平衡。在这种情况下,只有电压调节器与阻抗调节器工作,使得逆变桥能够在某一逆变角下 稳定地运行。

 

图15 阻抗调节器原理图

4.4 最小引前角调节电路

图16是最小引前角调节电路,电路由运放IC17D,二极管VD69、VD78,电阻R88、R95、R98、R99及电位器RW5等到元件构成。 电路中IC17D工作于比较器形式,与二极管VD78配合,其作用相当于一个电子开关。当调功电位器输出的给定信号大于R88、R95分压值 时,IC17D输出高电平,VD78截止,最小引前角调节器投入使用。另外,对应阻抗调节器电路及相关部分可以看出,无论改变RW5或RW3对引前角进行 调节,实质都是改变扫频电压发生部分的核心电路IC19B反相端的输入电位(参考电路附图)。当最小引前角调节电路起作用时,调整RW5可以使IC19B 反相端输入的电位升高,经IC19B反相后对应于压控频率的降低,即逆变引前角的减小。反之,RW3的调整决定了逆变引前角的增大。

 

图16 最小引前角调节电路原理图

5 保护电路工作原理

中频电源在实际应用中必须具备各种保护措施。在控制电路中完成的保护措施主要包括:交流进线缺相保护、整流输出过流保护、中频输出过压保护、冷却水故障保护等。保护的主要目的是防止运行中损坏整流、逆变功率元件。现将保护电路的原理介绍如下。

为了使控制电路能够更可靠地运行,控制电路上设置了启动定时器和控制电源欠压检测保护。在开机的瞬间,控制电路的工作是不稳定的,设置一个3 秒钟左右的定时器,待定时后,才容许输出触发脉冲。 这部分电路由3C34、3R64 等元件构成。若由于某种原因造成控制板上直流供电电压过低,也会使控制出错。

设置一个欠压检测电路(由1DW3、1IC2A(或2DW3、2IC2A) 等组成),当Vcc 电压低于12.5V 时便封锁触发脉冲,防止不正确的触发。

自动重复起动电路3IC5A 组成。DIP-2 (START)开关用于关闭自动重复起动电路。

3IC6B 组成电压截止触发器,封锁整流桥触发脉冲(或拉逆变),驱动“过压”指示灯亮和驱动报警继电器。另通过3IC7A 使过压保护振荡器3IC2A 起振。过电压触发器动作后,也象过流触发器一样,只有通过复位信号或通过关机后再开机进行上电复位,方可再次起动。调节3W5 微调电位器可整定过压电平。

复位开关信号由CON2-9、CON2-10 输入,闭合时复位。

5.1 交流进线缺相保护

当三相交流输入缺相时,本控制板均能对电源实现保护及指示。其原理是由K4、K6、K2 晶闸管的阴极分别取A、B、C 三相电压信号,经光电耦合器隔离后送到1D26、1D27 、1D28 (或2D26、2D27 、2D28)进行检测和判别,一旦出现缺相现象,除了封锁触发脉冲外,还驱动“缺相”指示灯以及报警继电器。

缺相电路用于检测A、B、C三相进线供电是否正常,如发现有一相电压不能正常供电时,驱动继电器JR跳闸保护,并点亮缺相指示发光二极管予以指示。

交流缺相保护电路由IC14A~IC14D四运放LM324、IC16B 1/2时基电路ME556,缺相指示发光二极管,二极管VD48~VD50、VD52,电阻R70~R72、R78,电容C41、C45等元件组成,参见图17。

 

图17 缺相保护电路

电路的缺相检测信号来自相序同步电路的3个光耦检测输出端,正常供电情况下,加在IC14A、IC14C、IC14D上的反相输入端的三个缺相检测 信号总有一路为低电平,因此IC14A、IC14D、IC14D的输出端中将有一路保证为高电平,通过VD48、VD49、VD50后使得IC14B反相 输入端始终为高电平,即IC14B的输出保持为低电平,二极管VD52处于反向截止状态。当发生缺相时,则会在某一时刻出现与上述情况不符的变化。结果表 现在电容C45端电压升高,IC16B的THR、TR引脚电位上升,从而触发时基电路,使得Q端输出电位变低,产生缺相指示;同时,时基电路NE556内 部放电三极管导通,使得DIS端电位变低,带动保护继电器动作。在缺相保护电路中,所有运放均连成比较器形式,比较参考电压约为1/2 VCC,由R72、R70分压提供。另外,电阻R78的选择也相当重要,当阻值太小时,可能造成检测灵敏度下降,而阻值过大时则有可能产生误动作。

5.2 整流输出过流保护

过流保护电路用于检测输出电流是否超出极限,其电路原理参见图18。当遇到负载重或逆变失败等原因造成过流时,过流保护电路及时启动继电器JR,产 生跳闸保护。过电流保护信号经1IC2D(或2IC2D) 倒相后,送到1IC1B(或2IC1B) 组成的过电流截止触发器,封锁触发脉冲(或拉逆变),同时驱动“过流”指示灯亮(A.O.C灯)和报警继电器。过电流触发器动作后,只有通过复位信号或通 过关机后再开机进行上电复位,方可再次起动。通过1W1(或2W1) 微调电位器可整定过流电平。

 

图18 过流保护电路

过流保护电路由IC13B 1/4四运放LM324、IC5A 1/2时基电路NE556、V105稳压管、Dol发光指示二极管,电阻R14、R21、R22、R43、R59,电容C12、C13、C36等元件组 成。过流保护电路工作时,电流检测信号取自整流输出电流检测采样电位器的中点调节端,电位极性为负,且随整流输出电流的增加而负向加强。该信号被送入由 IC13B、R4、R59、C39组成的给定滤波器的反相输入端。由于IC13B的输入与输出极性相反,因此对应整流输出电流的增加将导致IC13B输出 电位的升高。由于IC13B的输入与IC13A的THR连接,因此当整流电流超出极限值时,IC5A的Q端输出低电平,Dol发光产生过流指示。同 时,IC5A的DIS端电位变低,带动保护继电器JR动作。

5.3 中频输出过压保护

在中频电压出现异常或超限时,必须考虑对中频逆变回路中的晶闸管功率元件实施保护。考虑到逆变回路的负载为电感线圈或补偿电容,正常运行时有能量积 蓄,如简单采用切断电源的方法能量将得不到释放。因此,需要采用高频触发措施,通过多次短暂通断,以达到逐步释放能量的目的。图19为中频输出过压保护电 路原理图。

中频输出过压保护电路由IC5B、IC18A两个1/2时基电路ME556,V9三极管、Dov发光二极管,VD22二极管,电阻R13、R16、 R111~R114,电容C9、C57、C58等元件组成。其中以IC5B为核心组成了过压触发电路以IC18A为核心构成振荡电路。当中频电压过高,中 频电压反馈电位器的中点电压就会上升,直至超过极限值。该电压信号经R13、R16分压后加在IC5B的THR端,如果电压值超出2/3 VCC,则IC5B输出端Q翻转,即Q端电压由高变低过压指示灯Dov发光。同样,Q端电位变低也会导致V9截止,IC18A脱离复位状态开始产生高频振 荡,振荡信号通过VD63、VD64送入两个中频逆变触发电路,使得逆变回路中的能量逐渐释放。

 

图19 中步输出过压保护电路

5.4 冷却水故障保护

在大功率中频电源装置中,整流、逆变功率元件大多采用水冷形式。当发生冷却水故障时必须停机,以避免功率器件过热损坏。水故障的检测包括水流、水压两个参数。通常,比较简单的方法是利用水压继电器的开关特性检测冷却水的水压还低于某一设定压力值,以此确定水压故障。

水压故障保护电路如图20所示,电路由IC9B 1/2时基电路NE556、V7三极管、水压正常指示发光二极管Dlp、水压故障指示二极管Dwt、二极管VD38、稳压二极管V104等元件组成。水压 检测信号来自水压继电器的常开控制触点,水压正常时触点断开,V7导通,IC9B的THR、TR端为低电位,对应Q端为高电位;DIS端截止,相当于对地 断开,对控制电路无任何影响;当发生水压降低故障时,水压继电器控制触点闭合,V7由于基极电位被拉低而截止,对应V7集电极输出端(即IC9B的 THR、TR端)电位随C22充电上升,接近VCC。与此同时,Q端变低,Clp发光,表示水压过低。同样,以上过程也会使DIS端对地导通,最终带动保 护继电器JR动作。在图20中R38、R40、R41是V7的偏置电路,考虑到水压继电器触点闭合,Dwt导通时其阳极端电压仍有1.5V左右,所以 R41、R38的分压就显得非常重要。此时,V7的基极电位应确保低于0.7V,以保证V7可靠截止。另外,电路中的电容C21、C22主要起着抗干扰和 防止电路误动作的作用。

V7 及周围电路组成水压过低延时保护电路,延时时间约8 秒。

 

图20 冷却水故障保护电路

6 中频电源主电路控制接线图

为了资料的完整,下面给出主电路和控制电路的接线图及PCB板照片。原理不再分析。

 

图21 中频电源主电路控制接线图

 

图22 KGPS-1中频电源印刷电路控制板(PCB)

7 结束语

本文对KGPS-1中频电源控制线路进行了详细分析,该线路的特色之一,除调节器部分电路为模拟电路外,其余为数字电路。数字电路运行可靠,抗干扰 能力强,尤其在感应加热这个强电磁环境中长期工作,稳定性是第一位的。其次,调试方便,相序自适应,仅整定6个电位器参数。第三,引入了逆变角的调节,提 高了功率因数,大部分时间功率保持在最大(所谓的恒功率),节能和加热速度快。第四是采用了扫频和锁相技术,提高了启动成功率和处在最佳负载频率运行状 态。特别一提的是该线路对我国中频电源装置的普及功劳很大。对后来的中频电源技术进步的影响意义深远。

[来源:原创] [作者:国创电气] [日期:13-08-17]
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